一种减小有限控制集模型预测控制开关状态计算时间的方法
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ֺZZں;ںmv]o}BH ן}dX_i}G\r-MxE #&"http://www.wufanghuizhong.com/p/fangan/" target="_blank" class="keylink">方案在五电平并网逆变器并网功率、电流控制的可行性和正确性，在Matlab/Simulink平台上搭建如图3所示并网系统主电路及控制系统模块进行仿真计算。主电路参数和其他仿真参数设置由表1中数据给出。所用仿真电脑配置为：Intel（R）Core（TM）i5-4460 CPU @3.2 GHz，RAM 4.00 GB。
图4给出了采用两种不同控制方案时，控制器计算时间对比曲线图。可以明显看出，采用本文所提的控制方案，控制器计算时间得到大幅度减小，计算时间主要分布在8 μs；而采用经典FCS-MPCC，控制器计算时间主要分布在16 μs。说明对开关状态进行分扇区优化，在减少用于滚动计算开关状态数方面起到了良好的控制效果，控制器计算时间减少了近一半，大大降低控制器的计算负担。
图5给出了采用经典模型预测电流控制与采用本文所提控制方案时，逆变器输出功率曲线和逆变器A相输出电流波形比较图。为了验证对本文控制方案对输出电流的跟踪效果，在0.08 s和0.12 s两个时刻设置有功功率突变。
图5（a）为并网逆变器输出有功功率和无功功率曲线。本文保持单位功率因数控制，也可以明显看到逆变器输出无功功率基本为0 var。同时，对图5（a）中的无功功率对比曲线进行局部放大，可以看出：當采用经典FCS-MPCC时，由于采用所有125种开关状态进行滚动计算控制目标，没有以参考电流为主间接选择必要的开关状态，所以在无功功率曲线上的毛刺也比本文所提控制方法大。同样地，有功功率曲线上也有此种现象。图5（b）为采用两种控制策略时，逆变器输出并网电流对比曲线，可以看到两条电流曲线基本重合。采用经典FCS-MPCC时，A相输出电流总畸变率THD=1.78%；采用改进FCS-MPCC时，A相输出电流总畸变率THD=1.44%。说明当采用本文方法来减少计算开关状态数，不仅没有使跟踪精度下降，反而提高了逆变器对参考电流的跟踪精度。这与本文方法中采用参考电流来计算参考电压，进而采用该参考电压所处扇区位置内开关状态用于预测模型计算相吻合。
五电平逆变器输出线电压和直流侧电容电压分别如图6、图7所示。图6中可以看出，本文控制方案并没有对逆变器输出电压进行调制，但其所输出的电压自行进行调制，线电压Vab总谐波畸变率为39.07%。图7为直流侧电容电压曲线，可以看出，采用两种控制策略，逆变器直流侧4个电容上电压都被控制在175 V上下波动。对比可以发现，采用本文所提算法，电容电压波动的毛刺明显较小，这与本文所提控制方法减少了用于滚动计算的开关状态数相对应。
5 结束语
本文分析了在多电平逆变器中，应用模型预测控制时，存在过多开关状态计算太高耗时的问题。在此基础上，引入SVPWM分扇区控制思想，将开关状态按扇区进行分类。与模型预测控制思想相反，先采用系统离散数学模型和参考电流进行计算参考电压，由此参考电压确定开关状态所处扇区，从而仅选择参考电压所在扇区内的开关状态用于后续的经典模型预测控制。根据仿真结果可以看出，采用本文所提控制方案，能够很大程度上降低控制器的计算时间，计算耗时减少了一半。在减少计算开关状态数的情况下，不但削弱控制效果，反倒略微提高了控制的精度。这与本文控制设计时采用参考电流来计算参考电压，从而确定开关状态所在扇区相吻合。由此可见，采用本文所提控制方案可以很大程度上使得模型预测控制在多电平逆变器上的应用更为方便。
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（編辑：莫婕）
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